4. 3. Die Temperaturmessung

 

Soll der Strömungswiderstand der Lunge mit dem Ganzkörperplethys­mographen aufgenommen werden, treten bei der Messung Störgrößen auf, die kompensiert werden müssen. /1, 21/

Hierzu gehören u. a. die Feuchtigkeit und die Temperatur in der Messkammer.

Zur Fehlerkorrektur benutzt der vorhandene Messplatz SIREGNOST einen Temperatur-Feuchten-Kompensationsanalogrechner. /21/

Diese Korrektur soll softwaremäßig von dem angeschlossenen Computer übernommen werden. Daher muss die Temperatur in der Kammer gemessen und nach entsprechender elektrischer Wandlung dem Rechner zugeführt werden.

Außerdem müssen die Schaltungen in der Kammer und die Schaltungen außerhalb, aus Sicherheitsgründen galvanisch getrennt werden, was dem heutigen Standard bei medizinischen Anwendungen entspricht. /39, 40, 41/

 

 

4. 3. 1. Der Temperatursensor

 

Der Temperatursensor muss sehr präzise sein. Aus diesem Grund wurde eine Konstantstromquelle von der Firma Analog Devices eingesetzt. Sie hat den Vorteil, dass der temperaturabhängige Ausgangsstrom unabhängig von der angelegten Spannung ist, solange diese in dem angegebenen Bereich liegt.

 

Es wurde der Temperatursensor AD 590 eingesetzt, der eine Eingangs­spannung von +4V bis +30V benötigt und eine Linearität von 1,5°C über den Temperaturbereich von -55°C bis +150°C aufweist. /24/

 

 

4. 3. 2. Der Trennverstärker

 

Um die aus Sicherheitsgründen notwendige galvanische Trennung zu gewähr­leisten, wurde der Trennverstärker ISO 100 eingesetzt.

 

 

Bild 7:   Blockschaltbild des Trennverstärkers ISO 100

 

Der Eingangskreis wird durch den negativ zurückgekoppelten Strom durch die Fotodiode D1 stabilisiert. Er ist, wie auch der Strom durch D2, von der Lichtstrahlung der LED abhängig. Weil die Dioden nahezu gleich sind, fließen auch die gleichen Ströme durch die Dioden. Der Strom ID2 fließt über einen extern angeschlossen Widerstand RF und bestimmt so die Ausgangsspannung Uout.

 

Uout = ID2 * RF

 

Wird an dem ebenfalls extern angeschlossenen Widerstand RIN eine Spannung UIN angelegt, so gilt für IIN:

 

IIN = UIN / RIN

 

Für die folgende Schaltung wurde der Trennverstärker ISO 100 als nicht­invertierender unipolarer Verstärker eingesetzt.

 

 

Bild 8:   Schaltung zur Temperaturmessung, mit einer Potentialtrennung zwischen dem Temperatursensor und der Ausgangsspannung.

 

Wegen der galvanischen Trennung muss mit zwei getrennten Spannungen gearbeitet werden. Das Symbol der Massen unterscheidet sich deshalb in dem Schaltbild. Die Stromquelle Tmp wird wie auch der Trennverstärker mit einer Spannung von +15V gespeist. Die Stromquelle liefert einen Strom von 1 μA/K , welcher an einem Widerstand von 1 kΩ eine Spannung von 1 mV erzeugt.

Mit P7 soll sich der Gesamtwiderstand aus P7 + R19 || R20 auf diesen Wert einstellen lassen können. Wählt man für P7 = 100 Ω, für R19 = 1000 Ω und für R20 = 33 kΩ, so ergibt sich für den Gesamtwiderstand ein Widerstand­bereich von Rges = ( 970,59 ... 1064,52 ) Ω . (=> Kapitel: Weiterentwicklung )

 

Um am Ausgang der gesamten Schaltung die Spannung auf genau +/-5V einstellen zu können, wurde der Widerstand RF = R21 + R22 + P8 einstellbar gemacht.

 

Uz = UIN * RF / R20

 

Bei einem festgesetzten Temperaturmessbereich von 0 - 70 °C ergibt sich für die Spannung UIN = 273,15 - 343,15 mV. Wird für RF = 100 kΩ an­genommen, so gilt für Uz:

 

Uzmin = 273,15 mV * 100 kΩ / 33 kΩ = 828 mV

 

Uzmax = 343,15 mV * 100 kΩ / 33 kΩ = 1040 mV

 

Diese Spannungen müssen so verstärkt und verschoben werden, dass am Ausgang des zweiten Verstärkers eine Spannung von Uout = +/- 5V anliegt. Um dieses zu gewährleisten, wurde ein Differenzverstärker eingesetzt, der Uz von einer einstellbaren Referenzspannung abzieht. Die Referenzspannung Uref muss auf

 

Uref = ( Uzmin + Uzmax ) / 2 = 934 mV

 

einstellbar sein. Uref wird durch einen Spannungsteiler an einer schon vor­handenen Referenzspannungsquelle mit 10V erzeugt. Diese Referenzspannungs­quelle wird hochohmig abgegriffen, um sie nicht zu stark zu belasten. (=> 4.4.1.).

 

Wegen des hochohmigen Spannungsteilers wurde die Spannung Uref an den nichtinvertierenden Eingang des Differenzverstärkers angeschlossen. Die Widerstände R26 und R28 werden durch die Einstellung von P9 berücksichtigt.

Dieses führt zu einer Spannungsumkehr am Ausgang der Schaltung, was softwaremäßig aufgefangen werden muss.

 

Die verbleibenden Spannung Udiff = +/-106,06 mV muss auf +/-5V verstärkt werden.

 

V = 5 V / 106,06 mV = 47

 

Wählt man gleiche Widerstände für R25 und R26, sowie für R27 und R28, so gilt für die Verstärkung V:

 

V = R27 / R25

 

Für den Widerstand R25 wurde ein Wert von 5,1 kΩ  gewählt. Daraus ergibt sich für R27 ein Wert von 240 kΩ .

 

V = 240 kΩ / 5,1 kΩ  = 47,059

 

Die noch fehlende Verstärkung und die durch die 1%-igen Toleranzen der Widerstände hervorgerufene Verstärkungsdifferenz, wird durch die Einstell­barkeit des Widerstandes RF ausgeglichen.

 

Mit R21 = 82 kΩ, R22 = 13 kΩ  und P8 = 10 kΩ  lässt sich RF auf 95 - 105 kΩ einstellen. Da Uz von dieser Einstellung die Werte von

 

Uzmin1 = 273,15 mV * 105 kΩ / 33 kΩ = 869mV

 

Uzmax1 = 343,15 mV * 105 kΩ / 33 kΩ = 1092 mV

 

Uzmin2 = 273,15 mV * 95 kΩ / 33 kΩ = 786 mV

 

Uzmax2 = 343,15 mV * 95 kΩ / 33 kΩ = 988 mV

 

annehmen kann, muß auch Uref entsprechend einstellbar sein. Daraus folgt:

 

Uref1 = ( Uzmin1 + Uzmax1 ) / 2 = 981 mV

 

Uref2 = ( Uzmin2 + Uzmax2 ) / 2 = 887 mV

 

Dieses wird mit R23 = 56 kΩ, R24 = 5,6 kΩ und P9 = 1 kΩ gewährleistet.

 

                         U10Vref * R24 || ( R26 + R28 )

Udiffmin  =  --------------------------------------------------

                     ( R23 + P9 + ( R24 || ( R26 + R28 )

 

 

Udiffmin = 876 mV

 

                    U10Vref * (( R24 + P9 ) || ( R26 + R28 ))

Udiffmax  =  ------------------------------------------------------

                      R23 + (( R24 + P9 ) || ( R26 + R28 ))

 

Udiffmax = 1030 mV

 

Die in dieser Schaltung eingesetzten Dioden schützen den teuren Isolations­verstärker bei falscher Polung der Betriebsspannungen vor Zerstörung. Eventuell mögliche Störungen auf den Betriebsspannungen sollen die Konden­satoren und die Induktivitäten abblocken. Sie haben bis auf C16 alle die Kapazität von 1 μF und für alle Spulen gilt: L = 470 μH.

 

Der Ausgangstiefpass wurde wie bei dem Kammerdruckinterface dimensioniert. Mit R29 = 1000 Ω und C16 = 1000 nF ergibt sich eine Grenzfrequenz von 159 Hz. ( siehe 7. )